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為高性能訊號(hào)路徑選擇放大器和ADC(上)
作者:Mike Ewer
來(lái)源:電子工程專輯
日期:2007-10-19 09:04:27
摘要:由于更新、更強(qiáng)大的處理器和DSP實(shí)現(xiàn)了從前難以實(shí)現(xiàn)的訊號(hào)處理技術(shù),現(xiàn)代電子設(shè)計(jì)已變得越來(lái)越復(fù)雜。許多設(shè)計(jì)中的類比電路變得越來(lái)越小,但電路板的其他部份亦需要獲得更高性能以搭配更高的系統(tǒng)複雜度。隨著系統(tǒng)時(shí)脈速度和解析度的提高,更新、功能更強(qiáng)的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器(ADC)因應(yīng)而生,為處理引擎提供訊號(hào),同時(shí)也需要更高性能的類比前端(AFE)來(lái)驅(qū)動(dòng)它們。
由于更新、更強(qiáng)大的處理器和DSP實(shí)現(xiàn)了從前難以實(shí)現(xiàn)的訊號(hào)處理技術(shù),現(xiàn)代電子設(shè)計(jì)已變得越來(lái)越復(fù)雜。許多設(shè)計(jì)中的類比電路變得越來(lái)越小,但電路板的其他部份亦需要獲得更高性能以搭配更高的系統(tǒng)複雜度。隨著系統(tǒng)時(shí)脈速度和解析度的提高,更新、功能更強(qiáng)的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器(ADC)因應(yīng)而生,為處理引擎提供訊號(hào),同時(shí)也需要更高性能的類比前端(AFE)來(lái)驅(qū)動(dòng)它們。目前在許多系統(tǒng)中,類比前端被視為系統(tǒng)總體性能的限制性因素。為了保證可用性能最大化,對(duì)所需設(shè)計(jì)專長(zhǎng)的要求也隨之提高。
10年前,典型的高速類比前端設(shè)計(jì)可能涉及驅(qū)動(dòng)以幾十MSPS取樣率取樣的8或10位元類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。然而,今天的高速8位元應(yīng)用能夠以接近于GSPS的取樣率取樣,全新12位元和14位元應(yīng)用將精度和高速設(shè)計(jì)融為一體,以超過(guò)100MSPS的取樣率取樣。醫(yī)學(xué)超音波和軟體無(wú)線電等應(yīng)用向來(lái)要求非常復(fù)雜的類比前端設(shè)計(jì),但現(xiàn)在設(shè)計(jì)已節(jié)節(jié)提升,且在其他領(lǐng)域的應(yīng)用也愈來(lái)愈多,如雷達(dá)、RFID(射頻識(shí)別)、影像處理和量測(cè)系統(tǒng)等領(lǐng)域。因此,美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體高速放大器和資料轉(zhuǎn)換器部門收到的應(yīng)用支援需求大多是關(guān)于應(yīng)如何更佳地驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。其它常見的問(wèn)題包括:驅(qū)動(dòng)這種類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最佳放大器是什么?如何實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最大有效位元數(shù)(ENOB)?這種類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最佳濾波器是哪種?
本文旨在幫助高速資料擷取系統(tǒng)設(shè)計(jì)師了解驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的類比前端和時(shí)脈所帶來(lái)的系統(tǒng)性能限制因素。為便于理解,首先將剖析通用類比前端、回顧基本的取樣系統(tǒng)類型,并考慮取樣和保持流程(hold process)機(jī)制。文中另將探討用以驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的放大器類型及電路模組,研究重要的訊號(hào)路徑設(shè)計(jì)考慮因素、介紹放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中一些需要考慮的重要高速性能規(guī)格,以及透過(guò)美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體最新的差動(dòng)放大器解決方桉,探討實(shí)際的設(shè)計(jì)應(yīng)用。
通用類比前端訊號(hào)路徑包括訊號(hào)源、低雜訊放大器(LNA)、類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)器、通道濾波器、取樣時(shí)脈和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器等級(jí)組成。如圖1所示。
從公式中可以看出,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)器雜訊和LNA的增益分別出現(xiàn)在分子和分母上。因此,通常在第一級(jí)選擇可用最低雜訊LNA并儘量取得高一點(diǎn)的增益。由于驅(qū)動(dòng)器雜訊要除以LNA增益,因此對(duì)整體雜訊系統(tǒng)的影響不大,訊號(hào)路徑越遠(yuǎn),每一等級(jí)雜訊性能的重要性將變得愈來(lái)愈低。
低雜訊放大器下面是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)級(jí)(driver stage)。在一個(gè)需要對(duì)低至0Hz訊號(hào)做出回應(yīng)的系統(tǒng)中,直流耦合放大器是唯一選擇;但在交流耦合系統(tǒng)中,還可以選擇使用變壓器。在此類應(yīng)用上,變壓器向來(lái)都非常流行,因?yàn)樗鼈兡軌蛟诓辉鎏碛嵦?hào)雜訊的條件下實(shí)現(xiàn)增益,而且市場(chǎng)上未出現(xiàn)合適的高速放大器。但是,變壓器在運(yùn)行頻率范圍上是有限的,并造成較差的差動(dòng)輸出平衡性,然而,差動(dòng)輸出平衡在驅(qū)動(dòng)差動(dòng)輸入類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器方面是很重要的。變壓器在實(shí)現(xiàn)增益時(shí)還會(huì)使驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的訊號(hào)源電阻倍增,再加上類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入電容,會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)頻寬頻寬削減。儘管與變壓器相比放大器造成了更多雜訊,但提供了更好的增益平穩(wěn)度,并且只需透過(guò)設(shè)定外部電阻即可獲得任何需要的增益水平,而變壓器所產(chǎn)生的增益則受限于可實(shí)現(xiàn)的圈數(shù)比。另外,放大器的輸出電阻更低,且電阻值不大受增益選擇影響。另外,放大器可使直流準(zhǔn)位能夠更好地調(diào)節(jié)處理訊號(hào),以滿足類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入共同模式要求。
各級(jí)之間的訊號(hào)路徑可以是單端也可以是差動(dòng),這種選擇取決于初始訊號(hào)源。對(duì)于擁有單端輸出的訊號(hào)源,如需差動(dòng)驅(qū)動(dòng)訊號(hào),可使用‘單端對(duì)差動(dòng)等級(jí)’來(lái)實(shí)現(xiàn)。例如:要求驅(qū)動(dòng)差動(dòng)輸入類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器、訊號(hào)路徑需額外增加幾釐米或要求在雜訊環(huán)境下實(shí)現(xiàn)最佳性能等。儘管差動(dòng)路徑性能高,但確實(shí)也有缺點(diǎn),如元件數(shù)量增加、機(jī)板面積擴(kuò)大、成本提高、更為複雜的濾波器設(shè)計(jì),以及多種訊號(hào)源之間更為複雜的切換。
圖1:通用類比前端結(jié)構(gòu)圖。
通常,取樣資料系統(tǒng)可以分為兩大類。最簡(jiǎn)單的是為大家所熟悉的基頻奈奎斯特(Nyquist),更確切的說(shuō)是第一奈奎斯特(1st Nyquist)系統(tǒng)。另一種更為複雜,也就是所謂的帶通(band pass)、窄頻、次取樣(sub sampled)或中頻(IF)取樣。基頻訊號(hào)路徑通常是直流耦合,而IF帶通訊號(hào)路徑依定義是交流耦合。在傳統(tǒng)的第一奈奎斯特系統(tǒng)中,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器以取樣率fs對(duì)輸入進(jìn)行取樣。其中fh至少是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入最高訊號(hào)頻率的2倍,如圖2a所示。
圖2a:第一奈奎斯特基頻取樣,其中fs>2fh。
圖2b:第一奈奎斯特基頻取樣,其中fs<2fh。
圖2c:採(cǎi)用低通濾波器的第一奈奎斯特基頻取樣。
圖2d:第一奈奎斯特基頻取樣>2x過(guò)取樣,放寬低通濾波器要求。
為避免fs/2以上的更高輸入頻率退至第一奈奎斯特區(qū)間造成溷迭,正常情況下會(huì)透過(guò)一個(gè)低通通道濾波器將類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入頻率限制于第一奈奎斯特Fs/2區(qū)間,如圖2b所示。
為充分利用類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的動(dòng)態(tài)范圍,通常需要確保在類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上任何區(qū)域外不需要的訊號(hào)分量被濾波至1/2 LSB以下。這是很難實(shí)現(xiàn)的,如果目標(biāo)輸入訊號(hào)分量過(guò)于接近fs/2,則需要非常高階的濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)充分的急速下降特性,如圖2c所示。
一種解決方桉是提高類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的取樣率并對(duì)頻率跨越奈奎斯特區(qū)間的輸入訊號(hào)進(jìn)行過(guò)取樣,同時(shí)放寬通道濾波器的設(shè)計(jì),如圖2d所示。高速基頻取樣廣泛運(yùn)用于需要將直流訊號(hào)轉(zhuǎn)為GHz訊號(hào)的測(cè)試和測(cè)量應(yīng)用中。
低取樣系統(tǒng)(undersampled system)運(yùn)用輸入或全功率頻寬大幅高于取樣率的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。例如,現(xiàn)代100MHz取樣類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的輸入頻寬為1GHz是司空見慣的。這允許頻率>>fS/2的5MHz窄頻輸入可以在遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)奈奎斯特fs的取樣率下進(jìn)行低取樣,將輸入訊號(hào)頻率轉(zhuǎn)化至第一奈奎斯特基頻區(qū)間內(nèi)。如圖3a所示,訊號(hào)A是轉(zhuǎn)化后的理想訊號(hào)。
圖3a:將處在第八奈奎斯特區(qū)的所需訊號(hào)A>>fs進(jìn)行欠取樣至第一奈奎斯特區(qū)間。
圖3b:未能對(duì)所需訊號(hào)A進(jìn)行帶通濾波使不需要的訊號(hào)與所需訊號(hào)溷迭,在基頻上阻止了恢復(fù)。
圖3c:帶通濾波器防止了不需要的訊號(hào)B在訊號(hào)A周圍形成溷迭。
在實(shí)際情況中,在更高輸入頻率下,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入級(jí)轉(zhuǎn)換率是有限的。為了實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器最小失真性能,建議將低取樣訊號(hào)的中心頻率控制在不超過(guò)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器全功率頻寬的10~30%范圍內(nèi)。
確保在基頻上從所有溷迭成分(aliased components)中恢復(fù)最理想訊號(hào)的關(guān)鍵是通道濾波器。這種情況下,帶通濾波器將會(huì)把所有干擾頻率和雜訊都從類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入中除去。如果沒(méi)有該濾波器,這些干擾頻率和雜訊會(huì)在基頻中與希望獲得的訊號(hào)形成溷迭。圖3b展示了第二個(gè)不需要的訊號(hào)B從第七奈奎斯特區(qū)退入與訊號(hào)A溷迭,并在基頻上阻止了恢復(fù)。圖3c顯示所需要的帶通濾波器。
如圖3c所示,在低取樣系統(tǒng)中,相關(guān)的目標(biāo)訊號(hào)頻寬還同時(shí)過(guò)取樣,如5MHz頻寬受到100Mhz取樣,其中在類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器之后應(yīng)用數(shù)位后濾波器以改善類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的SNR和動(dòng)態(tài)范圍,同時(shí)實(shí)現(xiàn)雜訊處理增益。雜訊處理增益的前提是:類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入?yún)⒖茧s訊被視為平均分佈,從0至fs/2的第一奈奎斯特區(qū)間內(nèi)雜訊密度恆定。透過(guò)將輸入頻寬BW限制在fs/2以下,頻寬BW中類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器雜訊將被削減,使得類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)大和解析度提高。以下公式可得出額外處理增益。
處理增益=10 log (fs/(2* BW))
其中BW為濾波訊號(hào)頻寬。在fs=100MHz、BW =5MHz時(shí),處理增益為10dB。要實(shí)現(xiàn)處理增益最大化,建議在最高取樣率下進(jìn)行過(guò)取樣,進(jìn)而可實(shí)現(xiàn)最低類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入雜訊密度以及后處理最窄的BW。許多現(xiàn)代無(wú)線電和雷達(dá)系統(tǒng)中都採(cǎi)用了低取樣(under sampling),其中單類比溷合器級(jí)將RF訊號(hào)降頻轉(zhuǎn)換為IF訊號(hào),然后直接將之低取樣整合數(shù)位基頻。最終訊號(hào)經(jīng)過(guò)進(jìn)一步數(shù)位處理后提取。與單轉(zhuǎn)換或雙轉(zhuǎn)換方法相比,這種方法削減了類比溷合器和濾波級(jí)的數(shù)量。在單轉(zhuǎn)換或雙轉(zhuǎn)換方法中,RF訊號(hào)在類比域中被多次降頻轉(zhuǎn)換,然后才在基頻上轉(zhuǎn)換。但I(xiàn)F取樣的代價(jià)是放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器需要更高頻率性能以及DSP處理能力。
在考慮運(yùn)用一個(gè)放大器驅(qū)動(dòng)高速類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí),必須了解放大器所需驅(qū)動(dòng)負(fù)載的大小。無(wú)緩沖類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的內(nèi)部前端通常包括一個(gè)由取樣和保持訊號(hào)控制的開關(guān)電容輸入網(wǎng)路。取樣和保持訊號(hào)將命令輸入網(wǎng)路對(duì)應(yīng)用輸入訊號(hào)進(jìn)行取樣或保持輸入狀態(tài)以進(jìn)行轉(zhuǎn)換,如圖4所示。
圖4:無(wú)緩沖類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入取樣和保持。
這個(gè)輸入線路為驅(qū)動(dòng)器等級(jí)帶來(lái)了可變電容負(fù)載,因?yàn)樨?fù)載重覆在取樣和保持之間過(guò)渡,進(jìn)而造成類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上的瞬態(tài)充電尖峰。如果驅(qū)動(dòng)電阻過(guò)高,情況則會(huì)更糟糕。如果驅(qū)動(dòng)級(jí)是一個(gè)放大器,則必須在下一取樣準(zhǔn)備好后穩(wěn)定下來(lái)并且必須在電容負(fù)載變化的情況下保持穩(wěn)定。在現(xiàn)代管線型類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器中,每個(gè)時(shí)脈週期上的輸入都被取樣,因此放大器輸出需要在大約半個(gè)時(shí)脈週期內(nèi)穩(wěn)定下來(lái)。對(duì)于100MHz 時(shí)脈,半個(gè)時(shí)脈週期等于5ns。如果輸入訊號(hào)的訊號(hào)源電阻過(guò)高,則無(wú)法與相對(duì)較低的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入電阻適當(dāng)搭配,那將導(dǎo)致不精確和轉(zhuǎn)換錯(cuò)誤。這樣的比對(duì)是放大器和通道濾波器區(qū)塊的關(guān)鍵功能。該放大器提供需要的輸出驅(qū)動(dòng)為類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器取樣保持線路充電,同時(shí)提供其他訊號(hào)調(diào)節(jié)功能,如將輸入訊號(hào)電平切換至類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入范圍和實(shí)現(xiàn)增益等。放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器之間的中間濾波器限制類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器訊號(hào)的雜訊頻寬。沒(méi)有中間濾波器,該雜訊頻寬將等于放大器的全頻寬。該濾波器還將類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入的電容負(fù)載隔離于放大器,以保持放大器的相位邊限和穩(wěn)定性。另外,在切換取樣電容時(shí),該濾波器將對(duì)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上的任何瞬態(tài)充電尖波進(jìn)行濾波。該濾波器是設(shè)計(jì)用來(lái)為放大器提供足夠高的負(fù)載,以實(shí)現(xiàn)最大化的放大器失真性能,同時(shí)在高頻率下為類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器提供低的電阻,以實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最大性能。
另一個(gè)影響取樣系統(tǒng)訊噪比(SNR)的關(guān)鍵因素是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)脈的時(shí)脈抖動(dòng)。在高頻率下,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器理論訊噪比偏離于大家熟悉的6.02n + 1.76dB(其中n=位元數(shù)),而侷限于20log(2*pie*fsignal*Tj_rms )。變數(shù)fsignal是最高訊號(hào)頻率分量,Tj_rms所有時(shí)脈路徑rms抖動(dòng)分量(包括類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器內(nèi)的時(shí)脈源、時(shí)脈緩沖和內(nèi)部時(shí)脈電路)的平方根。因此,理論上要在300MHz獲得12 位元SNR性能需要時(shí)脈路徑(包括類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器)的總rms抖動(dòng)低于105飛秒(毫微微秒)。
目前,美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體已開始提供針對(duì)這種應(yīng)用的一系列低抖動(dòng)時(shí)脈元件。美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體最新的高速M(fèi)SPS轉(zhuǎn)換器搭載2Vpp差動(dòng)時(shí)脈,可實(shí)現(xiàn)最小的抖動(dòng)和最高的SNR。用低抖動(dòng)時(shí)脈驅(qū)動(dòng)這些輸入是很重要的。例如,70飛秒外部時(shí)脈路徑抖動(dòng)加上70飛秒內(nèi)部類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)脈抖動(dòng)將造成總共100飛秒的抖動(dòng)。
本文探討了驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的類比前端和時(shí)脈時(shí)的系統(tǒng)性能限制因素,下期還將繼續(xù)討論用以驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的放大器類型及電路模組,并以美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體的解決方桉為例討論實(shí)際設(shè)計(jì)應(yīng)用。
作者:Mike Ewer
應(yīng)用工程師
美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體
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* 什么是數(shù)位訊號(hào)處理器(DSP)?
DSP是一種功能強(qiáng)大且非??焖俚奈⑻幚砥?,其特性在于能夠即時(shí)處理數(shù)位訊號(hào),以便為連續(xù)的類比訊號(hào)進(jìn)行測(cè)量或?yàn)V波。在進(jìn)行數(shù)位訊號(hào)處理之前必須先透過(guò)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器(ADC)將訊號(hào)從類比轉(zhuǎn)換成數(shù)位;而數(shù)位訊號(hào)處理的輸出則再透過(guò)數(shù)位類比轉(zhuǎn)換器(DAC)變換為類比訊號(hào)輸出。相較于一般的微處理器或類比訊號(hào)處理設(shè)備而言,數(shù)位訊號(hào)處理技術(shù)與設(shè)備具備彈性化、精確、抗干擾強(qiáng)、設(shè)備尺寸小、造價(jià)低與速度快等優(yōu)勢(shì)。
10年前,典型的高速類比前端設(shè)計(jì)可能涉及驅(qū)動(dòng)以幾十MSPS取樣率取樣的8或10位元類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。然而,今天的高速8位元應(yīng)用能夠以接近于GSPS的取樣率取樣,全新12位元和14位元應(yīng)用將精度和高速設(shè)計(jì)融為一體,以超過(guò)100MSPS的取樣率取樣。醫(yī)學(xué)超音波和軟體無(wú)線電等應(yīng)用向來(lái)要求非常復(fù)雜的類比前端設(shè)計(jì),但現(xiàn)在設(shè)計(jì)已節(jié)節(jié)提升,且在其他領(lǐng)域的應(yīng)用也愈來(lái)愈多,如雷達(dá)、RFID(射頻識(shí)別)、影像處理和量測(cè)系統(tǒng)等領(lǐng)域。因此,美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體高速放大器和資料轉(zhuǎn)換器部門收到的應(yīng)用支援需求大多是關(guān)于應(yīng)如何更佳地驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。其它常見的問(wèn)題包括:驅(qū)動(dòng)這種類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最佳放大器是什么?如何實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最大有效位元數(shù)(ENOB)?這種類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最佳濾波器是哪種?
本文旨在幫助高速資料擷取系統(tǒng)設(shè)計(jì)師了解驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的類比前端和時(shí)脈所帶來(lái)的系統(tǒng)性能限制因素。為便于理解,首先將剖析通用類比前端、回顧基本的取樣系統(tǒng)類型,并考慮取樣和保持流程(hold process)機(jī)制。文中另將探討用以驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的放大器類型及電路模組,研究重要的訊號(hào)路徑設(shè)計(jì)考慮因素、介紹放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中一些需要考慮的重要高速性能規(guī)格,以及透過(guò)美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體最新的差動(dòng)放大器解決方桉,探討實(shí)際的設(shè)計(jì)應(yīng)用。
通用類比前端訊號(hào)路徑包括訊號(hào)源、低雜訊放大器(LNA)、類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)器、通道濾波器、取樣時(shí)脈和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器等級(jí)組成。如圖1所示。
為了實(shí)現(xiàn)類比前端設(shè)計(jì)的解析度最大化,必須盡量削減類比前端的每一級(jí)對(duì)處理訊號(hào)造成的雜訊和失真。雜訊係數(shù)F可衡量每一級(jí)所產(chǎn)生的雜訊。雜訊係數(shù)F是將某一級(jí)的總輸入?yún)⒖茧s訊除以訊號(hào)源造成的輸入雜訊。最常見的雜訊係數(shù)(NF)為10 log F。不考慮濾波器的情況下,著名的Frii公式給出了總體串聯(lián)路徑雜訊的演算法。
從公式中可以看出,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)器雜訊和LNA的增益分別出現(xiàn)在分子和分母上。因此,通常在第一級(jí)選擇可用最低雜訊LNA并儘量取得高一點(diǎn)的增益。由于驅(qū)動(dòng)器雜訊要除以LNA增益,因此對(duì)整體雜訊系統(tǒng)的影響不大,訊號(hào)路徑越遠(yuǎn),每一等級(jí)雜訊性能的重要性將變得愈來(lái)愈低。
低雜訊放大器下面是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)級(jí)(driver stage)。在一個(gè)需要對(duì)低至0Hz訊號(hào)做出回應(yīng)的系統(tǒng)中,直流耦合放大器是唯一選擇;但在交流耦合系統(tǒng)中,還可以選擇使用變壓器。在此類應(yīng)用上,變壓器向來(lái)都非常流行,因?yàn)樗鼈兡軌蛟诓辉鎏碛嵦?hào)雜訊的條件下實(shí)現(xiàn)增益,而且市場(chǎng)上未出現(xiàn)合適的高速放大器。但是,變壓器在運(yùn)行頻率范圍上是有限的,并造成較差的差動(dòng)輸出平衡性,然而,差動(dòng)輸出平衡在驅(qū)動(dòng)差動(dòng)輸入類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器方面是很重要的。變壓器在實(shí)現(xiàn)增益時(shí)還會(huì)使驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的訊號(hào)源電阻倍增,再加上類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入電容,會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)頻寬頻寬削減。儘管與變壓器相比放大器造成了更多雜訊,但提供了更好的增益平穩(wěn)度,并且只需透過(guò)設(shè)定外部電阻即可獲得任何需要的增益水平,而變壓器所產(chǎn)生的增益則受限于可實(shí)現(xiàn)的圈數(shù)比。另外,放大器的輸出電阻更低,且電阻值不大受增益選擇影響。另外,放大器可使直流準(zhǔn)位能夠更好地調(diào)節(jié)處理訊號(hào),以滿足類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入共同模式要求。
各級(jí)之間的訊號(hào)路徑可以是單端也可以是差動(dòng),這種選擇取決于初始訊號(hào)源。對(duì)于擁有單端輸出的訊號(hào)源,如需差動(dòng)驅(qū)動(dòng)訊號(hào),可使用‘單端對(duì)差動(dòng)等級(jí)’來(lái)實(shí)現(xiàn)。例如:要求驅(qū)動(dòng)差動(dòng)輸入類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器、訊號(hào)路徑需額外增加幾釐米或要求在雜訊環(huán)境下實(shí)現(xiàn)最佳性能等。儘管差動(dòng)路徑性能高,但確實(shí)也有缺點(diǎn),如元件數(shù)量增加、機(jī)板面積擴(kuò)大、成本提高、更為複雜的濾波器設(shè)計(jì),以及多種訊號(hào)源之間更為複雜的切換。
圖1:通用類比前端結(jié)構(gòu)圖。
通常,取樣資料系統(tǒng)可以分為兩大類。最簡(jiǎn)單的是為大家所熟悉的基頻奈奎斯特(Nyquist),更確切的說(shuō)是第一奈奎斯特(1st Nyquist)系統(tǒng)。另一種更為複雜,也就是所謂的帶通(band pass)、窄頻、次取樣(sub sampled)或中頻(IF)取樣。基頻訊號(hào)路徑通常是直流耦合,而IF帶通訊號(hào)路徑依定義是交流耦合。在傳統(tǒng)的第一奈奎斯特系統(tǒng)中,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器以取樣率fs對(duì)輸入進(jìn)行取樣。其中fh至少是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入最高訊號(hào)頻率的2倍,如圖2a所示。
圖2a:第一奈奎斯特基頻取樣,其中fs>2fh。
圖2b:第一奈奎斯特基頻取樣,其中fs<2fh。
圖2c:採(cǎi)用低通濾波器的第一奈奎斯特基頻取樣。
圖2d:第一奈奎斯特基頻取樣>2x過(guò)取樣,放寬低通濾波器要求。
為避免fs/2以上的更高輸入頻率退至第一奈奎斯特區(qū)間造成溷迭,正常情況下會(huì)透過(guò)一個(gè)低通通道濾波器將類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入頻率限制于第一奈奎斯特Fs/2區(qū)間,如圖2b所示。
為充分利用類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的動(dòng)態(tài)范圍,通常需要確保在類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上任何區(qū)域外不需要的訊號(hào)分量被濾波至1/2 LSB以下。這是很難實(shí)現(xiàn)的,如果目標(biāo)輸入訊號(hào)分量過(guò)于接近fs/2,則需要非常高階的濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)充分的急速下降特性,如圖2c所示。
一種解決方桉是提高類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的取樣率并對(duì)頻率跨越奈奎斯特區(qū)間的輸入訊號(hào)進(jìn)行過(guò)取樣,同時(shí)放寬通道濾波器的設(shè)計(jì),如圖2d所示。高速基頻取樣廣泛運(yùn)用于需要將直流訊號(hào)轉(zhuǎn)為GHz訊號(hào)的測(cè)試和測(cè)量應(yīng)用中。
低取樣系統(tǒng)(undersampled system)運(yùn)用輸入或全功率頻寬大幅高于取樣率的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。例如,現(xiàn)代100MHz取樣類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的輸入頻寬為1GHz是司空見慣的。這允許頻率>>fS/2的5MHz窄頻輸入可以在遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)奈奎斯特fs的取樣率下進(jìn)行低取樣,將輸入訊號(hào)頻率轉(zhuǎn)化至第一奈奎斯特基頻區(qū)間內(nèi)。如圖3a所示,訊號(hào)A是轉(zhuǎn)化后的理想訊號(hào)。
圖3a:將處在第八奈奎斯特區(qū)的所需訊號(hào)A>>fs進(jìn)行欠取樣至第一奈奎斯特區(qū)間。
圖3b:未能對(duì)所需訊號(hào)A進(jìn)行帶通濾波使不需要的訊號(hào)與所需訊號(hào)溷迭,在基頻上阻止了恢復(fù)。
圖3c:帶通濾波器防止了不需要的訊號(hào)B在訊號(hào)A周圍形成溷迭。
在實(shí)際情況中,在更高輸入頻率下,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入級(jí)轉(zhuǎn)換率是有限的。為了實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器最小失真性能,建議將低取樣訊號(hào)的中心頻率控制在不超過(guò)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器全功率頻寬的10~30%范圍內(nèi)。
確保在基頻上從所有溷迭成分(aliased components)中恢復(fù)最理想訊號(hào)的關(guān)鍵是通道濾波器。這種情況下,帶通濾波器將會(huì)把所有干擾頻率和雜訊都從類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入中除去。如果沒(méi)有該濾波器,這些干擾頻率和雜訊會(huì)在基頻中與希望獲得的訊號(hào)形成溷迭。圖3b展示了第二個(gè)不需要的訊號(hào)B從第七奈奎斯特區(qū)退入與訊號(hào)A溷迭,并在基頻上阻止了恢復(fù)。圖3c顯示所需要的帶通濾波器。
如圖3c所示,在低取樣系統(tǒng)中,相關(guān)的目標(biāo)訊號(hào)頻寬還同時(shí)過(guò)取樣,如5MHz頻寬受到100Mhz取樣,其中在類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器之后應(yīng)用數(shù)位后濾波器以改善類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的SNR和動(dòng)態(tài)范圍,同時(shí)實(shí)現(xiàn)雜訊處理增益。雜訊處理增益的前提是:類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入?yún)⒖茧s訊被視為平均分佈,從0至fs/2的第一奈奎斯特區(qū)間內(nèi)雜訊密度恆定。透過(guò)將輸入頻寬BW限制在fs/2以下,頻寬BW中類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器雜訊將被削減,使得類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)大和解析度提高。以下公式可得出額外處理增益。
處理增益=10 log (fs/(2* BW))
其中BW為濾波訊號(hào)頻寬。在fs=100MHz、BW =5MHz時(shí),處理增益為10dB。要實(shí)現(xiàn)處理增益最大化,建議在最高取樣率下進(jìn)行過(guò)取樣,進(jìn)而可實(shí)現(xiàn)最低類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入雜訊密度以及后處理最窄的BW。許多現(xiàn)代無(wú)線電和雷達(dá)系統(tǒng)中都採(cǎi)用了低取樣(under sampling),其中單類比溷合器級(jí)將RF訊號(hào)降頻轉(zhuǎn)換為IF訊號(hào),然后直接將之低取樣整合數(shù)位基頻。最終訊號(hào)經(jīng)過(guò)進(jìn)一步數(shù)位處理后提取。與單轉(zhuǎn)換或雙轉(zhuǎn)換方法相比,這種方法削減了類比溷合器和濾波級(jí)的數(shù)量。在單轉(zhuǎn)換或雙轉(zhuǎn)換方法中,RF訊號(hào)在類比域中被多次降頻轉(zhuǎn)換,然后才在基頻上轉(zhuǎn)換。但I(xiàn)F取樣的代價(jià)是放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器需要更高頻率性能以及DSP處理能力。
在考慮運(yùn)用一個(gè)放大器驅(qū)動(dòng)高速類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí),必須了解放大器所需驅(qū)動(dòng)負(fù)載的大小。無(wú)緩沖類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的內(nèi)部前端通常包括一個(gè)由取樣和保持訊號(hào)控制的開關(guān)電容輸入網(wǎng)路。取樣和保持訊號(hào)將命令輸入網(wǎng)路對(duì)應(yīng)用輸入訊號(hào)進(jìn)行取樣或保持輸入狀態(tài)以進(jìn)行轉(zhuǎn)換,如圖4所示。
圖4:無(wú)緩沖類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入取樣和保持。
這個(gè)輸入線路為驅(qū)動(dòng)器等級(jí)帶來(lái)了可變電容負(fù)載,因?yàn)樨?fù)載重覆在取樣和保持之間過(guò)渡,進(jìn)而造成類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上的瞬態(tài)充電尖峰。如果驅(qū)動(dòng)電阻過(guò)高,情況則會(huì)更糟糕。如果驅(qū)動(dòng)級(jí)是一個(gè)放大器,則必須在下一取樣準(zhǔn)備好后穩(wěn)定下來(lái)并且必須在電容負(fù)載變化的情況下保持穩(wěn)定。在現(xiàn)代管線型類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器中,每個(gè)時(shí)脈週期上的輸入都被取樣,因此放大器輸出需要在大約半個(gè)時(shí)脈週期內(nèi)穩(wěn)定下來(lái)。對(duì)于100MHz 時(shí)脈,半個(gè)時(shí)脈週期等于5ns。如果輸入訊號(hào)的訊號(hào)源電阻過(guò)高,則無(wú)法與相對(duì)較低的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入電阻適當(dāng)搭配,那將導(dǎo)致不精確和轉(zhuǎn)換錯(cuò)誤。這樣的比對(duì)是放大器和通道濾波器區(qū)塊的關(guān)鍵功能。該放大器提供需要的輸出驅(qū)動(dòng)為類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器取樣保持線路充電,同時(shí)提供其他訊號(hào)調(diào)節(jié)功能,如將輸入訊號(hào)電平切換至類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入范圍和實(shí)現(xiàn)增益等。放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器之間的中間濾波器限制類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器訊號(hào)的雜訊頻寬。沒(méi)有中間濾波器,該雜訊頻寬將等于放大器的全頻寬。該濾波器還將類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入的電容負(fù)載隔離于放大器,以保持放大器的相位邊限和穩(wěn)定性。另外,在切換取樣電容時(shí),該濾波器將對(duì)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上的任何瞬態(tài)充電尖波進(jìn)行濾波。該濾波器是設(shè)計(jì)用來(lái)為放大器提供足夠高的負(fù)載,以實(shí)現(xiàn)最大化的放大器失真性能,同時(shí)在高頻率下為類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器提供低的電阻,以實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最大性能。
另一個(gè)影響取樣系統(tǒng)訊噪比(SNR)的關(guān)鍵因素是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)脈的時(shí)脈抖動(dòng)。在高頻率下,類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器理論訊噪比偏離于大家熟悉的6.02n + 1.76dB(其中n=位元數(shù)),而侷限于20log(2*pie*fsignal*Tj_rms )。變數(shù)fsignal是最高訊號(hào)頻率分量,Tj_rms所有時(shí)脈路徑rms抖動(dòng)分量(包括類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器內(nèi)的時(shí)脈源、時(shí)脈緩沖和內(nèi)部時(shí)脈電路)的平方根。因此,理論上要在300MHz獲得12 位元SNR性能需要時(shí)脈路徑(包括類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器)的總rms抖動(dòng)低于105飛秒(毫微微秒)。
目前,美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體已開始提供針對(duì)這種應(yīng)用的一系列低抖動(dòng)時(shí)脈元件。美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體最新的高速M(fèi)SPS轉(zhuǎn)換器搭載2Vpp差動(dòng)時(shí)脈,可實(shí)現(xiàn)最小的抖動(dòng)和最高的SNR。用低抖動(dòng)時(shí)脈驅(qū)動(dòng)這些輸入是很重要的。例如,70飛秒外部時(shí)脈路徑抖動(dòng)加上70飛秒內(nèi)部類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)脈抖動(dòng)將造成總共100飛秒的抖動(dòng)。
本文探討了驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的類比前端和時(shí)脈時(shí)的系統(tǒng)性能限制因素,下期還將繼續(xù)討論用以驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的放大器類型及電路模組,并以美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體的解決方桉為例討論實(shí)際設(shè)計(jì)應(yīng)用。
作者:Mike Ewer
應(yīng)用工程師
美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體
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* 什么是數(shù)位訊號(hào)處理器(DSP)?
DSP是一種功能強(qiáng)大且非??焖俚奈⑻幚砥?,其特性在于能夠即時(shí)處理數(shù)位訊號(hào),以便為連續(xù)的類比訊號(hào)進(jìn)行測(cè)量或?yàn)V波。在進(jìn)行數(shù)位訊號(hào)處理之前必須先透過(guò)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器(ADC)將訊號(hào)從類比轉(zhuǎn)換成數(shù)位;而數(shù)位訊號(hào)處理的輸出則再透過(guò)數(shù)位類比轉(zhuǎn)換器(DAC)變換為類比訊號(hào)輸出。相較于一般的微處理器或類比訊號(hào)處理設(shè)備而言,數(shù)位訊號(hào)處理技術(shù)與設(shè)備具備彈性化、精確、抗干擾強(qiáng)、設(shè)備尺寸小、造價(jià)低與速度快等優(yōu)勢(shì)。