一文讀懂28GHz 5G通信頻段射頻前端模塊

隨著 5G 毫米波預(yù)期即將進入商用，行業(yè)內(nèi)關(guān)鍵公司的研發(fā)正在順利推進，已經(jīng)完成定制組件指標劃定、設(shè)計和驗證。實現(xiàn)未來毫米波 5G 系統(tǒng)所需的基本組件是射頻前端模塊(FEM)。該模塊包括發(fā)射機的最終放大級以及接收機中最前端的放大級以及發(fā)射 / 接收開關(guān)(Tx/Rx)以支持時分雙工(TDD)。FEM 必須在發(fā)射模式下具備高線性度，并在接收模式下具備低噪聲系數(shù)。由于毫米波 5G 系統(tǒng)可能需要用戶終端采用多個 FEM 構(gòu)成相控陣架構(gòu)或開關(guān)天線波束架構(gòu)。因此 FEM 必須采用高效、緊湊和低成本的方式實現(xiàn)，且最好能簡單控制和監(jiān)測。

本文介紹了符合以上所有要求的 28GHz 5G 通信頻段(27.5 至 28.35GHz)射頻前端模塊 MMIC(單片微波集成電路)的設(shè)計、實現(xiàn)和驗證。該射頻前端由 Plextek RFI 公司開發(fā)，采用 WINSemiconductors(穩(wěn)懋半導體)的 PE-15 4V 電壓、0.15μm、增強型 GaAs PHEMT 工藝實現(xiàn)。它采用緊湊型低成本且兼容 SMT(表貼)安裝的 5mm x 5mm 二次注塑兼容 QFN 封裝，適用于大批量、低成本的制造。它涵蓋 27 至 29GHz，因此支持完整的 28GHz 5G 頻段。

1. 設(shè)計目標

FEM 發(fā)射通道的設(shè)計著重于功率回退下實現(xiàn)高效率，以提供線性放大，這是 5G 通信系統(tǒng)提出的要求。功率回退下的目標功率附加效率(PAE)定為 6%，三階交調(diào)(IMD3)低于 -35dBc(功率回退值：從 1dB 壓縮點開始大約退回 7dB)。對應(yīng) 1dB 壓縮點(P1dB)的 RF 輸出功率定為 20dBm。而接收通道需要在非常低的電流消耗下(最大 15mA，+4V 電源)，實現(xiàn)低于 4dB 的噪聲系數(shù)(包括開關(guān)損耗)。

射頻前端 MMIC 的功能框圖如圖 1 所示。發(fā)送信號路徑從圖的上半部分中的左側(cè)延伸到右側(cè);輸入端口位于標有“PA_RFin”的引腳上。輸入信號由三級功放(PA)放大，然后通過 RF 功率檢測器和單刀雙擲(SPDT)開關(guān)連接至天線。片上定向功率檢測器可監(jiān)測發(fā)射出的射頻輸出功率，并且片上集成了溫度補償功能。帶補償?shù)墓β蕶z測器輸出由電壓“Vref”和電壓“Vdet”之間的差值決定。芯片內(nèi)集成了由(低電平有效)邏輯信號“PA_ON”控制的快速開關(guān)賦能電路(圖 1 中的 PA 賦能電路)。可在發(fā)射和接收模式之間切換時，快速給 PA 上電和斷電，從而在 PA 不用時達到僅使用 0.1mA 的電流，最大限度地提高整個系統(tǒng)的效率。

圖 1：28GHz 5G 通信射頻前端模塊芯片的功能框圖

PA 通常會工作在從壓縮點回退幾 dB 的條件下，以保持其發(fā)射的調(diào)制信號不嚴重失真。設(shè)計方法是優(yōu)化功率放大器工作在 P1dB 點回退 7dB 左右的性能。為了在該工作條件下達到較優(yōu)的 PAE，PA 將偏置在深 AB 類。

2. 設(shè)計折中策略

該設(shè)計起始于對候選單元晶體管進行器件級仿真。這項仿真工作可以獲得如器件尺寸、偏置點、目標阻抗、PA 級數(shù)和驅(qū)動器比率等關(guān)鍵信息，為后續(xù)精細的功率放大器設(shè)計奠定了堅實的基礎(chǔ)。

這項工作的一個重要部分在于確定如何最大限度地提高功率回退下的 PAE。一般來說，可通過降低器件靜態(tài)偏置電流密度來實現(xiàn)。但是該方法中電流密度可往下調(diào)的范圍受限于增益和線性度約束，因為這兩者都隨著電流密度的降低而惡化。功率回退條件下的 PAE 和增益與線性度之間有明確的折中關(guān)系。

設(shè)計中主要關(guān)心的線性度指標是在功率回退條件下，IMD3 必須小于 -35dBc。如圖 2 所示，在偏置電流降低的情況下，IMD3 性能對基頻負載條件特別敏感。圖 2a 顯示了偏置為深 AB 類的 8×50μm 器件在 4V、75mA/mm 時的負載牽引仿真結(jié)果，并標出了 P1dB 下的 PAE 最佳點對應(yīng)的負載。該圖還給出了仿真所得該最佳負載和功率回退條件下 IMD3 的性能，表明離 -35dBc 的指標還有大約 4dB 的裕度。仿真的 PAE 在該功率回退條件下約為 15%，且該效率只計入器件的作用，不包括任何輸出損耗。圖 2b 顯示了相同器件和偏置工作條件下，P1dB 功率最佳點對應(yīng)的負載以及 IMD3 等信息。發(fā)現(xiàn)在相同的相對功率回退情況下，其 IMD3 的性能明顯更差，超出指標 5dB 以上，而此時 PAE 和前一種條件相似，約為 15.7%。

圖 2：P1dB 條件下最佳 PAE 對應(yīng)的阻抗點以及對應(yīng)的功率回退條件下的 IMD3(a);P1dB 條件下最佳功率對應(yīng)的阻抗點以及對應(yīng)的功率回退條件下的 IMD3(b)。

進一步評估了史密斯圓圖上的其他阻抗點下，功放的 P1dB 和功率回退兩種條件下的性能。圖 2a 中的負載條件明顯具有最好的綜合性能，因此被選定用于輸出級設(shè)計。最終選擇了 52mA/mm 的偏置電流，并選擇了 8x50μm 器件作為輸出級的基本單元，以滿足功率指標要求。并根據(jù)總的傳輸增益指標確定了需要三級放大。

通過依次為驅(qū)動放大級和預(yù)驅(qū)動放大級選擇最佳晶體管尺寸來設(shè)計完整的三級功率放大器。這同樣需要仔細考慮設(shè)計折中，因為較大的晶體管尺寸可改善整體線性度但會降低 PAE。當所有晶體管的尺寸和偏置確定后，就可以繼續(xù)進行匹配和偏置電路的詳細設(shè)計。版圖設(shè)計從整個設(shè)計過程的早期階段就需要開始考慮，以避免不引入過大的寄生效應(yīng)以及確保設(shè)計的可實現(xiàn)性。功放的第一和第二級使用共同的柵極偏置引線(加在引腳 PA_Vg12 上)，而第三級設(shè)置單獨的偏置引線(PA_Vg3)。這樣就可以單獨優(yōu)化兩個電壓，以對 PA 的線性度或 PAE 進行提升。漏極供電可以類似地通過兩個獨立的引腳施加+4V 電壓在“PA_Vd12”和“PA_Vd3”上，盡管這兩個引腳在 PCB 板上是相連的。

SPDT 開關(guān)采用串并結(jié)構(gòu)，該設(shè)計中的串聯(lián)和并聯(lián)分支中集成了多個晶體管以提高線性度 1。晶體管截止時的電容限制了關(guān)斷狀態(tài)下器件在高頻率處的固有隔離度，在 28GHz 時開關(guān)晶體管的隔離度僅為幾 dB2。減小晶體管尺寸可以改善固有隔離度，但會增加導通狀態(tài)下的插入損耗并降低其線性度，因此不是一種可行的選擇。這里采取的方法是采用片上電感補償來改善關(guān)斷狀態(tài)隔離度。經(jīng)過細致設(shè)計確保導通狀態(tài)下具有較低插入損耗，以實現(xiàn)發(fā)射通道的高輸出功率和接收通道的低噪聲系數(shù)。開關(guān)由一個比特位控制電壓“Vctrl1”控制，該位設(shè)置為 4V 時表示發(fā)射模式、0V 時表示接收模式。“單刀雙擲控制電路”(SPDT 控制電路)可實現(xiàn)單比特控制，該電路本質(zhì)上是一對二線譯碼器?？刂齐娐泛?SPDT 本身消耗的總電流僅 1mA，由“VD_SW”處施加的+4V 電源提供。

接收通道的輸入位于通過 SPDT 連接到兩級 LNA 輸入的“天線”引腳處。接收通道的輸出位于標記為“LNA_RFout”的引腳上。與 PA 一樣，LNA 也具有快速開關(guān)賦能電路，使得 LNA 在不工作時僅消耗低至 0.1mA 的電流。低噪聲放大器設(shè)計過程的關(guān)鍵是找到一種消耗電流低、又具有良好噪聲系數(shù)和足夠線性度的設(shè)計。

重要的第一步是選擇合適的晶體管尺寸?？墒褂枚鄠€短叉指來減小晶體管的柵極電阻并改善噪聲系數(shù)。低噪放的兩級都采用了串聯(lián)感性反饋，以使最佳噪聲系數(shù)所需的阻抗更接近于共軛匹配和最佳增益所需的阻抗。

低噪聲放大器的第一級以噪聲系數(shù)為設(shè)計優(yōu)化目標，但仍需產(chǎn)生足夠的增益才能充分降低第二級噪聲系數(shù)的影響。低噪放第二級的噪聲系數(shù)并不重要，因此這級設(shè)計成比第一級有更高的增益。設(shè)計得到的 LNA 僅需要+4V 電源的 10mA 直流電流。柵極偏置電壓施加在引腳“LNA_Vg”上，而+4V 漏極偏置電壓加在“LNA_Vd”上。“LNA_Vsense”引腳則提供對偏置電流的監(jiān)測。監(jiān)測到的偏置電流信息可以用于控制柵極電壓以補償例如溫度等環(huán)境條件的變化。在正確偏置下，此監(jiān)測引腳的電壓為 3.9V。使用增強型晶體管的工藝意味著只需要正電源電壓，從而使 MMIC 非常便于系統(tǒng)集成。

仔細的電磁仿真對確保各個模塊良好的射頻性能是非常重要的。采用了逐步添加的方法，每次將電路的一部分加入到 EM 仿真中，而其余部分仍使用工藝設(shè)計套件(PDK)中的模型進行仿真。由于集成電路用于二次注塑工藝所得塑料封裝中，所以在集成電路上方注塑的化合物也需要在電磁仿真中考慮。

3. 評估和測試

圖 3 是射頻前端芯片的照片。該射頻前端 MMIC 芯片尺寸為 3.38mm × 1.99mm。其焊盤 / 引腳位置與框圖中所示的位置相似，并且它還多集成了多個接地盤，以使其完全可以進行在片射頻測試(RFOW)。它被設(shè)計為采用低成本注塑成型 5mm × 5mmQFN 封裝。并且考慮到鑄模塑料的影響，需要精心設(shè)計從芯片到 PCB 的射頻過渡界面。設(shè)計了定制的引線框架用于實現(xiàn)該過渡，并且封裝體上的射頻端口都被設(shè)計為接地 - 信號 - 接地(GSG)界面。

圖 3：28GHz 5G 通信射頻前端模塊 MMIC 的芯片照片

完成加工制造之后，對多塊芯片進行了在片射頻測試，以便在封裝之前確認芯片達成了一次流片即成功的設(shè)計目標。這里沒有給出在片射頻測試結(jié)果，給出的所有結(jié)果都是芯片完整封裝后安裝在典型 PCB 評估板上后測量得到的。

PCB 評估板采用低成本層壓板材料設(shè)計，適合大批量生產(chǎn)。將封裝好的射頻前端模塊樣品組裝到 PCB 評估板上;所有測量的性能都校準到 PCB 評估板上的封裝引腳處，從而包含了芯片到 PCB 過渡結(jié)構(gòu)的影響。設(shè)計了 TRL 校準單元來將測量的性能校準到封裝的參考面。圖 4 顯示了 TRL 校準 PCB 板，以及一塊 PCB 評估板的照片。

圖 4：封裝好的射頻前端模塊驗證板和 TRL 校準板照片

射頻前端模塊 MMIC 安裝在 PCB 上，并以封裝的射頻引腳為參考面獲取驗證結(jié)果。在驗證過程中使用市售的多通道 DAC 和 ADC 芯片來控制和監(jiān)測射頻前端模塊。該射頻前端模塊不需要任何負電壓，因為它采用的是增強型工藝。圖 5 給出了一個典型射頻前端模塊的發(fā)射通道的測量與仿真 S 參數(shù)的比較。測量數(shù)據(jù)和仿真結(jié)果相當吻合。在此模式下，LNA 被關(guān)閉，SPDT 控制位“Vctrl1”切換為高電平，而 PA 則偏置在+4V 電壓下約 70mA 總靜態(tài)電流。從 27 到 29GHz，小信號增益(S21)為 17.1dB±0.4dB。輸入反射衰減(S11)在整個頻段優(yōu)于 18dB。由于輸出匹配是按功率回退條件下最佳 PAE 設(shè)計，而不是最好的 S22，盡管如此測量到的 S22(未給出圖示)在整個頻帶上為 8dB 或更好。

圖 5：射頻前端模塊的發(fā)射通道的小信號性能測試與仿真對比

以輸出為參考的發(fā)射通道的三階截取點(OIP3)以 100MHz 的頻率間隔進行評估，以反映 5G 系統(tǒng)中的寬信道帶寬。圖 6 是典型射頻前端模塊的實測 OIP3 與有用頻率的功率之間的關(guān)系圖，其功率范圍從 1 至 11dBm?？梢钥闯鲈?5G 頻段上的 OIP3 約為+28dBm，有用頻率功率在 10dB 范圍內(nèi)變動時，OIP3 變化很小。測量到的和仿真的 OIP3 與頻率的關(guān)系如圖 7 所示，具有良好的一致性。

圖 6：射頻前端模塊發(fā)射通道的 OIP3 與頻率和輸出功率的關(guān)系(100MHz 的頻率間隔)

圖 7：測得的和仿真的 OIP3 隨頻率變化的比較

盡管 5G 通信系統(tǒng)需要線性放大來保持調(diào)制保真度，但為了提供一個便于比較的性能指標，還是有必要測量輸出 P1dB 和 PAE。測量所得性能如圖 8 所示，可見 P1dB 在 20.2dBm 左右，并在飽和時上升到 21dBm。FEM 的發(fā)射通道 PAE 約為 20%，僅在該頻帶的高段略有下降。

圖 8：發(fā)射通道測得的 P1dB 和 PAE 隨頻率的變化關(guān)系

如上所述，該 FEM 的設(shè)計是為了實現(xiàn)從 P1dB 回退 7dB 左右時的最佳性能指標(OIP3 和 PAE)。具體指標是在 100MHz 間隔的雙頻測試中，IMD3(三階交調(diào)項)相對于所需有用信號，要低 -35dBc。這個工作點很接近于該射頻前端將用于的 5G 系統(tǒng)的設(shè)定要求。

圖 9 顯示了在 -35dBc 的 IMD3 點工作時，測量和仿真的 PAE 和總射頻輸出功率的關(guān)系圖。測得的 PAE 達到較好的 6.5%，主要是由于 PA 被設(shè)計工作在深 AB 類。總射頻輸出功率大約為 13.5dBm，這對應(yīng)于+28dBm 的 OIP3 功率。

圖 9：7dB 功率回退下發(fā)射通道測試和仿真所得的功率和 PAE 比較。

根據(jù)片上射頻通道功率檢測器的特性，可通過一個直流電壓監(jiān)測射頻輸出功率的大小。圖 10 給出了溫度補償檢測器輸出電壓“Vref-Vdet”(mV 為單位，對數(shù)坐標)與輸出功率(單位 dBm)的關(guān)系，包含了超過 15dB 的變化范圍。在對數(shù)坐標下這個特性關(guān)系是線性的，使得功率監(jiān)測更容易。

圖 10：28GHz 時射頻前端模塊發(fā)射通道的片上功率檢測器輸出特性曲線

當使用 FEM 的接收通道時，PA 被關(guān)閉，“Vctrl1”設(shè)置為 0V，LNA 被偏置在+4V 電源下 10mA 左右，此時在“LNA_Vsense”引腳上觀察到 3.9V 電壓。圖 11 給出了測量和仿真增益和噪聲系數(shù)(NF)的比較。測得的小信號增益約為 13.5dB，整個頻段的增益平坦度達到±0.3dB。接收通道具有極佳的噪聲系數(shù)，從 27 到 29GHz 的典型值為 3.3dB，且仿真和測量到的性能之間具有良好的一致性。

圖 11：接收通道測試和仿真所得增益與噪聲系數(shù)

接收通道也具有相當不錯的線性度，且只消耗不大的功率(只有 40mW：4V 時 10mA)。諸如 P1dB 和 OIP3 等關(guān)鍵指標在整個頻段分別為 6.2 和 21dBm 左右。圖 12 是測試所得 P1dB 和 OIP3 隨頻率變化的關(guān)系。

圖 12：接收通道測試所得 P1dB 和 OIP3

4. 結(jié)論

本文介紹的射頻前端 MMIC 將在未來的 28GHz 頻段 5G 系統(tǒng)中發(fā)揮關(guān)鍵作用。該模塊已經(jīng)驗證可以滿足集成到毫米波相控陣或波束切換終端的所有要求，并提供卓越的發(fā)射通道線性度和效率，同時還有出色的接收噪聲系數(shù)。發(fā)射和接收通道的關(guān)鍵性能指標都達到了設(shè)計要求，使得該模塊非常適合毫米波 5G 應(yīng)用。該芯片還包括了多種實用的功能，如發(fā)射功率檢測器、發(fā)射和接收賦能電路，SPDT 譯碼器電路和接收偏置監(jiān)測電路。采用最先進的 0.15μm 增強型砷化鎵 PHEMT 工藝實現(xiàn)。該模塊非常易于使用常見的多通道 ADC 和 DAC 芯片進行控制和監(jiān)測。此外，該模塊可方便地封裝在一個緊湊且低成本的 5mm × 5mm QFN 表貼塑料封裝中。